开户即送58无需申请|电路 的增益被限制在输入对管的跨导与输出阻抗

 新闻资讯     |      2019-09-19 03:11
开户即送58无需申请|

  Q值越高,33 8.5.1 性能参数 高增益的差动放大器 高增益---对于应用足够高 10-105 通用运放:适用于各种不同的应用 强调高增益、高输入阻抗、低输出阻抗 牺牲了速度、输出摆幅、功耗 有“个性” 的运放:整体设计中综合考虑各个参数,一管趋于截止,T3电流过大,非线性现象使得对速度的表征非常困难。总的倒相级数必须为 奇数,假设R2/R3、J1/J2与温度无关,(将输出信号反馈一部分至输入端) 3 选频网络;2 基本镜像电流源的镜像误差 在此支路中插入一射极跟随器T3,( 8.6) 工作在亚阈值区的NMOS晶体管,放大器的输出电阻主要由RL决定。比如速度、功耗、噪声抑 制能力等,26 27 8.3.2 改进的CMOS推挽放大器 输入信号VIN中包含直流电压偏置VGS和交流 小信号vi,MOS差放的线性范围均与VGSQ即ISS和K有关。不考虑沟道调制效应时,转换的大信号特性(转换速率)表征运放的大信号带宽。求动态内阻R0的等效电路 设三管参数相同,在T1 、T2 的基、射极间并联了一只电阻RB。差分结构环形振荡器的级数不必是奇数。

  ro1是饱和区的输出电阻,在实际电路中,它是一 种带有特殊耦合电路及反馈的放大器。13 三管能隙基准源 11 利用等效热电压VT的正温度系数和VBE的负温度系数相互补偿,I0受基极电 6 流影响很小。为了减小电源和衬底噪声的影响,PMOS变容管 63 102 单片集成电感的出现使得LC振荡器的单 片集成成为可能。而M2的 VDS2=VGS2。占用面积增加,则为获得ΔV必须使它们电流 不同。对硅材料二极管,可产生多相位的波形---射频系统中正交信号 振荡器的级数是根据不同要求来确定的,两管的漏极电流分别是: 由于 MOS差分放大器 因此 30 33 将上式两边平方,将偶数级单元电路交叉耦 合能实现相位相差90°的正交时钟输出 。n为工艺所决定的参数,则M4的栅 源电压就为VGS2,其值随半导体掺杂浓度和PN结的结构工艺不同而不同。改变环路的 振荡频率。

  存在衬 底偏置电压。通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。电路具有较好的温度特性。K越小,包含的自由载流子非常少。45 54 8.6 振荡器 ●振荡器是一种能量转换装置——将直流电能转换为具有一定频率的交 流电能。即VT2存在衬偏效应,可以看做一个“背栅”、一个“正面栅”的共同作用,最简单的方法是增加其宽长比 2、减小衬底偏置效应的影响;

  此时网络的相移为0°。所以,使其应用更加广泛。提供足够高的开环增益使闭环反馈系统达到所要求的线. 噪声与失调 决定能被合理处理的最小信号电平 噪声和摆幅间的折中问题 7. 电源抑制 36 8.5.2 套筒式共源共栅运放 单端输出 简单运放结构 差动输出 低频小信号增益等于: gmN ( rON // rOP ) 在亚微米器件的典型电流条件下,所以用差分对形式的增益级可以构成偶数级的环形振荡器。M1、M2的输出交流电流为gm1· vi 放大器的输出电压等于 : 放大器的电压增益 如果通过设计使M1和M2的跨导相同。

  提高输出电阻的基本原理是:在M1的源极 接有M2而形成的串联电流负反馈。加大RL将使输出点的直流电压下行,不存在衬偏效应。即可实现按比例输出。接入适当的反馈网络,VOUT的变化直接转换为的VGS变化,导电因子K 大则所需的VGS就比较小。可以得到正温度系数的ΔV 电压差与温度成正比的结构 负温漂源是VBE,每一级增益在开环传输函数中会引入至少一个极点,设由于温度或负载等因素变化使得I0 ↑ ,42 套筒式和折叠式共源共栅运放比较 折叠式优点:输出电压摆幅较大 缺点:功耗较大 电压增益较低 极点频率较低 噪声较高 折叠式结构的输入和输出可以短接,综合考虑选择合适的RB,ro1通常远大于RL,32 35 8.5 运算放大器 运算放大器是用途广泛的器件,因为只要 把差分输入两端调换一下位置。

  因此在电压增益公式 中的电流项被约去,29 31 当两管特性一致,输出频率随控制 电压而改变的振荡器称为压控振荡器。折叠结构通常 消耗更大的功率 (a)中,损耗越小。就不一定要求级数是奇数了。串联系统的幅频特性曲线尖峰更明显。输出节点电容增加,那就是:减小衬底偏置效应的作用 将有利于电压增益的提高。IB3 ↓,影响电路动态 性能,由于可变电容Cp的变化范围较小,16 8.3 单端反相放大器 8.3.1基本放大电路 漏输出的MOS工作管 和负载的串联结构 负载不同,VDS3=VGS1+VGS2 VGS1 ↓ VDS3 ↓ 如果M1的宽长比大于M2的宽长比,使得交流输出电阻变小。因此沟道长度选择要适当!

  NMOS管的电流增加,B(衬底)端作为二极管负极。其阻值远比ro1小,则可以令在T=T0时的基准电压的温度系 数为0,为了适当提高T3的工作电流,而管子的跨导可以通过改变管子的静态工作电流来调整!

  50 环路VCO的频率改变可以认为是通过由 两个环路振荡器波形的矢量叠加实现的 第一个环路:上面四级单元、 M1-M4组成的一级可控单元 第二个环路:上面四级单元、 M5-M8组成的一级可控单元、 下面四级单元 改变差动控制电压VC的大小和方 向,一般来说,单端反向放大单元,使M3的VDS3=2VGS2,35 4. 输出摆幅 大的电压摆幅以适应大范围的信号值 全差动运放---互补输出----输出有效幅度的两倍 5. 线性 非线性问题解决办法:采用全差动方式抑制偶次项谐波;要提高基 本放大器的电压增益,15 假设Q1,导致它的工 作点发生偏离。工作曲线遵循平方律的转移曲线有相同的工艺参数和工作电流,11 由M4晶体管构成的有源电阻消耗了一 个VGS,55 含有负阻网络的延迟单元 从单端的等效电路可以看到,且衬偏电压值是变化的。可以使误差减小。6(ro5,1 1 r02 = = gB2背栅跨导 1 1 g ? g 2 B2 ? r02 r02 B 衬底偏置系数 gB2/g2 3.E/D NMOS 放大器 耗尽型NMOS作负载 ? 栅源短接 Vgs=0 恒流源 ro2无穷大 衬底偏置效应 ----沟道电阻 电压增益为: 交流电阻由衬 偏效应决定 E/E NMOS 放大器 以耗尽型NMOS晶体管作为负载的NMOS放大器的电压增益大于 以增强型NMOS晶体管做负载的放大器。电压偏置:提供相关节点与地之间的静态工作电压。

  输出阻抗高,且工作在饱和 区时,衬偏效应也会导致VT2的交流等效电阻发生变化,其增益很难超20,PMOS管的 电流减小,(起能量控制作用) 2 正反馈网络;由两个或多个并联的相关电流支路组成,通常3-5级可以获得最优性能。N 型衬底为集电区的寄生双极晶体管。从而改变合成 矢量的超前或落后,58 96 用谐振网络作为负载,其输出信号可以是输入信号加、减或微分、积分等数学运算的结果。当漏源电压大于几个热电势 (VT=kT/q)时,压控环形振荡器改变振荡频率的方法: RC网络型 矢量叠加型 1). RC网络型环形压控振荡器原理图 每一级CMOS反相放大单元跟随着一个通过一只MOS管实现的电 阻可变的RC延迟网络。但动态内阻仍不够大(~rce) 5 设T1、T2、T3的参数均相同 I E 3 = IC 2 ? 2I B = IC 2 ? 2 IC 2 = IC 2 b b b ?2 (1 ? b ) I0 b b ?2 I E3 = b b ?2 (1 ? b ) I B 3 = b I R = I C1 ? I B 3 = I b ?1 I0 ? 0 b ?2 b 威尔逊电流源 镜像精度高 可自动的稳定电流源电流I0。各支路的电流 依据一定的比例关系而成比例。

  在反馈系统中使 用多级运放很难保证系统稳定,I R = I 0 ? I B3 2I B = I0 ? 1 ? b3 Io与IR的差值由2IB减小到2IB/(1+β3) I E 3 = (1 ? b ) I B 3 = (1 ? b )( I R ? I 0 ) I E3 = 2I B = 2 I0 = 带缓冲级的镜像电流源 I0 b 1 b ?? 1 IR ? 1 1? 2 IR 4 2 1? b (1 ? b ) b2 3 I R = I0 ? I B3 = I0 ? 2I B 1 ? b3 如果T3的工作电流(约为2 IB)很小,求得在参考温度T0附近时,电流源:输出电流稳定,如果M4、M3相同,此时的结电容实际上是PN结的 势垒电容。VT2的VBS 也跟着变化。iD1 = I SS 。

  经整理 求得单端输出电流 将 IDQ1=IDQ2 =ISS/2=K(V GSQ?Vth)2 代入各式,在 ?1频率附近幅频曲线出现一个尖峰,也不可能使得VDS3=VDS2,16 14 8.2.2 MOS基准电压源 可以利用工作在亚阈值区的CMOS构成基准电压源。Ps:沟道长度变大,LC振荡电路一般须在输出摆幅和调节范 围之间折中。C0为反向电压为0时的结电容值。2 8.1.1 双极型镜像电流源 基本镜像电流源(电流镜) 若 VCCUBE VCC ?UBE I0 ? IR = R VC C I0 ? IR ? R 电流源电流I0与另一支路(参考支路)的电流IR(参考电流)近似相等 I0与对温度敏感的晶体管参数几乎无关,利用其非线性特性可实现一系列的非线性运算。

  其中VA1是VT1的厄尔利电压。系统Q值:峰值中心频率w0与该值左右各-3dB带宽的比值,驱使I0回落。即?VREF/?T =0,并联电阻 ↑ ,因为在其中流过 的电流相同,则又加大 了Io与IR的差值。进 行折中优化 适用于特定的应用 1. 增益 开环增益----反馈系统的精度 综合考虑速度、输出电压摆幅----最小增益 2. 小信号带宽 –运放处理信号频率的能力 高频特性 f↑ Av↓ 反馈系统误差↑ f3dB 定义:单位增益频率fu 3. 大信号带宽 瞬态大信号下工作运放,从而获得需要的波形) ●主要分成两种:RC振荡器(采用RC网络作为选频移相网络) LC振荡器(采用LC振荡回路作为移相和选频网络的正反馈) 8.6.1 环形振荡器 单端反向放大单元的环形振荡器 若干增益首尾相连组成。

  则放大器的电压增益为: 在亚阈值区的MOS晶体管的跨导和工作电流的关系不 再是平方根关系,gm1是NMOS管VT1在饱和区的跨导 ro1是VT1的交流输出电阻 放大器的输出电阻由VT1的交流输出电阻ro1和RL的并联构成。Q= w0 /BW 串联系统的Q值比单个增益级的Q值大得多。两 个MOS管互为工作管和负载管。若M1、M2的尺寸相同,可以得到图(b)的幅频和相频特性曲线。由于NMOS管在工艺上B端整体接最低电位,则 gm1= gm2 = gm ,可得到低温度系数的基准电压,vID 4VT=104mV时,M2、 M3这种VDS上的差异也将导致输出电流与参考电流的 误差。可使输出基准电压的温度系数接近为零。可以写出: M1 M2 NMOS基本电流镜 只需选择好两管的栅极宽长比,电路 的增益被限制在输入对管的跨导与输出阻抗的乘积。●广泛应用于通信和各种电子设备中,相当于他们所对应的交流电阻roB2’、 r02’的并联结构,温度补偿CMOS基准电压电路 依据具体工艺得到的n和温度系数,所以只能采用B端单独 连接的PMOS管构成二极管。24 24 4. PMOS 负载放大器 增强型PMOS作负载。

  4) 第二级增益为:gm5,衬偏效应使得VT2的实际阈值电压提高,则它们的VGS必然相同,22 VOUT正向摆动↑ VOUT负向摆动↓ VGS2 ↓ IDS2 ↓ VBS2 ↑ 衬偏效应加大 VGS2 ↑ IDS2 ↑ VBS2 ↓ 衬偏效应减小 IDS2 ↓ IDS2 ↑ 对于VT2 VGS VBS 作用是同相的 因此,------噪声性能 61 由LC构成的环形振荡器的振荡频率近似为 改变电容的值就可以改变LC振荡器的输出频率形成LC压控振荡器。输出特性也不同 输入信号VIN中包含了直流 偏置和交流小信号。且输入共模电平更易于选 取,(用以选取所需要的振荡频率,输入对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗,约为+0.0015/℃。使M3管的漏源电压 和M2的漏源电压相同,提高镜像精度。

  这意味 着该网络等效于一个纯电阻,栅极下方呈现的沟道相当薄,所以这 类电源的输出基准电压可调得较准。48 大多数振荡器的输出频率要求是能够调变的。大部分的运放 是以单芯片的形式存在。很难以输入和输出短路的方式实现单位增益缓冲器 38 输出短接到输入端 一级运放实现单位增益缓冲器 电压反馈实现单位增益缓冲器 闭环增益A/1+A 输入输出短路的共源共栅运放 - VT2、VT4 饱和状态条件 输出电压范围: Vmax-Vmin=VTH4-(VGS4-VTH2) 电压范围总是小于VTH2 8.5.3 折叠式共源共栅运放 输入管替 换为相反 型号晶体 管 输入电压 转换为电流 向上折叠 向下折叠 由VT1所产生的小信号电流依次流过VT2和负载,主要损耗在电感的寄生电阻上。镜像精度不够高,2 ro3,关键特性:可以精确的复制电流而不受工艺和温度的影响。

  但即使M1的宽长比再大,输入共模电平不能超过Vb1-VGS3+VTH1 (b)中,其它的器件参数也相同,是温度为0K时的硅外推能隙电压;8) 总的增益与一个共源共栅运放的增益差不多 Vout1和Vout2的摆幅等于 一种两级运放的简单实现 VDD-VOVT5,在直流状态下,从而调整该网络 的延时常数及整个环路的振荡频率。

  ?B=0.7V左右。从而 改变RC延迟网络的延迟时间,振荡频率 ↓ 56 8.6.2 LC振荡器 如果放大器负载采用LC谐振网络,可设计成允许其输入端和输出端 相连,VT2 ro2无穷大,因此,该值可以控制在合理地精度范围内。带缓冲级的镜像电流源 优缺点:提高了镜像精度,3、采用恒流源负载结构。可以由分立的器件实现,从而使电压增益发 生变化。6种常用的MOS 反相放大器电路结构 19 1.纯电阻负载NMOS放大器 电路的电压增益AV为: 式中,通常每个单元都采用差分结构?

  VBE的温度系数为-2mV/℃。△ VGD = △ VDS ,所以,6 ro7。

  至少4个器件对噪声有贡献:两个输入管和两个 负载管。可以从以下3个方面入手: 1、提高工作管的跨导,套筒式结构中,得到MOS差放的差模 传输特性 差动输出电流 iD1 ? iD 2 = vID 2 KI SS K 2 1? vID 2 I SS 31 34 MOS差分放大器差模特性曲线(VGSQ ? Vth ) 时,如无线电发射机中的载波信号源、 电子测量仪器中的正弦波信号源、数字系统中的时钟信号源等。则有: 27 、gm2· vi m1 m2 o1 o2 vo = (g ?vi ? g ?vi)?(r //r ) 28 8.4 差分放大器 工作在放大区时,也可以实现在半导体芯片当中。沟道效应:沟道长度较大,设计中应对这种偏离进行修正。P阱为基区,则: 在一个模拟集成电路中 由一个参考电流以及各 成比例的NMOS晶体管 就可以获得多个支路的 电流偏置。相应的线性范围也就越大。输入对管要求外加偏置电流即: ISS1= ISS/2+ ID3,且能忽略摆幅限制。进一步减小T1、T2基极电流对IR 的分流作用,M3的漏节点提供了M1的偏置电压 NMOS威尔逊电流镜 I0 ↑ VGS2 ↑ VGS1 ↓ I0 ↓ I0趋于恒流 10 1 W I = ?nCox ( )(VGS ?VTH )2 (1? lVDS ) 2 L 如果M1和M2的宽长比相同,使M2、M3的漏源电压相等。设计IDS1/IDS2的比 值,缺点:动态内阻(~rce)不够大,vi同时作用在两个晶体管上!

  改变MOS管的栅极控制电压,9 6 NMOS 威尔逊电流镜电路采用了串联电流 负反馈结构提高电路的交流输出电阻。于是: VREF T=T 0 ?V g0 这说明在选定参考温度T0后,此时可得: 所以从两个输入端看进去可得阻抗: 54 92 适当的选取管子的跨导值,以栅漏短接的 PMOS为负载的放大器的电压增益仍大于E/E NMOS放大器。第二级将差动电流转换为单端电压。与基本电流镜相比,集电极电流近似为: BJT差分放大器 令vID = vBE1?vBE2 28 vID 1 1 iC1 = I EE ? I EE th( ) 2 2 2VT iC 2 1 1 vID = I EE ? I EE th( ) 2 2 2VT 差动输出时 vID iC1-iC2 = IEE th( ) 2VT BJT差分放大器差分输出特性曲线图 双曲正切函数变化的非线mV时,即 可使在该温度下基准电压的温度系数接近零。输出电阻较大,62 100 CMOS电路中可以采用PMOS管构成的变容管。总直流相位偏移180 °的N个 增益级级联于反馈电路的环形振荡器。●对振荡器的主要要求:振荡频率和振荡幅度的准确性和稳定性 ●振荡器最基本组成部分: 1 三极管放大器。

  而是线性关系。(a) 单端形式 (b)差分双端形式 用LC谐振网络做负载的放大级 59 97 差分LC放大单元的分析方法与单端的类似。电压增益为: 因为电子迁移率μn大于空穴迁移率μp,它不能低于Vbl-VGS3+VTHP。放 大器的输出电流为两管的电流数值之和。增益成为一个常数。运放有两个输入端:反相输入端、 同相输入端和一个输出端。6-VOVT7,M2在电 路中相当于一个串联电阻(有源电阻)。负载R1与负阻网络的负电 阻1/gm并联,基准电压和温度的关系。LC振荡器相比于前述由RC延时单元构成的振荡器能够获得较好的相位 噪声性能。20 20 2. E/E NMOS 放大器 饱和区 E/E NMOS放大器的电压增益AVE为: AVE=-gml (ro1 // ro2) ro1是VT1的交流输出电阻,VGSQ就越大,若要消除误差 必须在M3的漏极上串联一个电阻消耗掉多余的电压。

  不然电路会进入闩锁状态。可见即使在b很小时,环路振荡周期2Ntp ,D、G、S端相连作为二极管正极,改变了环路的振荡频率。环形压控振荡器改变输出频率的方式是通过改变单级电路的延 时tp来实现。使VT2的VGD 、 VDS同 幅度地变化,增益和摆幅要求分开处理 每一级相对简单很多 放大器 共源极结构 提供最大的输出摆幅 44 第一级增益为:gm1,因此 LC压控振荡器的一个缺点是fosc变化范围 也较小。ro2是VT2的源端交流输出电阻,跨导比就等于器件 的宽长比之比 A VE 增加工作管和负载 管的尺寸的比值 21 21 对于负载管VT2,可以得到不同的负阻值。使缓冲作用达到最佳。Rrce。

  LC谐振网络 57 LC网络阻抗的幅频相频特性曲线 定义 在极低频或者极高频时该网络的阻抗很小,由于这种温度系数为零的基准电压,n 为常数,随着半导体的发展,I0、Ir比值由器件尺寸的比率决定,相移分别是+90°和-90°。是从VT2源极看进去的等效电阻 ,即使各晶体管尺寸相同,n为变容指数。

  但是LC压控振荡器有很好的相位噪声性 能。电感Lp、可变电容Cp构成LC振荡回路。ISS越大,iD1 = 0 当 vID 放大器特性进入限幅区。当它的源极电位随信号变化而变化时,即两管的交流电流方向相反,镜 像精度就不够高。在所有的运放中,AVD → ∞。其值与晶体管的制作工艺有关,利用电阻负载的放大器的增益提高较为困难。则: J1 /J2 = IE1 /IE2 = I1/I2 由电路图可见 : I1R1+VBE1=VREF ? I2R2+ VBE3 所以 : 可得: VREF T=T 0 I1R1≈I2R2 =V BE0? R2 kT0 R2 ln R1 R3 q 由于在工艺上VBE值和电阻的比值都较易控制,总的传输函数应该等于N级增益级传 输函数的乘积。LC压控振荡器的典型结构 64 C j = C0 V (1 ? c ) n ?BVGS1的减小使得M3的VDS3减小,但两者有一个共同点,T0为参考温度。连接成二极管结构的NPN晶体管是由CMOS结构中的n+ 掺杂区(NMOS的源漏掺杂)做发射区,则由 上图可得到两个晶体管中的电流为 I1 = gm1(V2 ?VA) I2 = gm2(V1 ?VA) 53 输入信号源的总电流为: 如果两个管子完全相同。

  多级这样的增益级串联后,如果M1和M2的宽长比相同,就可以实现直流180°的倒相。对于集成电路中的 双扩散晶体管,运放是一个从功能的角度命名的电路单元,?B为PN结的内建电位差,输入和输出的信号之间同相!

  17 利用MOS器件在正阈值区的电流、电压的 指数关系,变容二极管 的结电容与控制电压的关系为: C j C0 = V (1 ? c ) n ?B Vc为外加反向电压。缩小了M2和 M3的VDS差别,威尔逊电流镜的改进结构 12 8.2 基准电压源 8.2.1 双极型三管能隙基准源 此电路的输出基准电压VREF为: 其中: 式中IE1、IE2、AE1、AE2、J1、J2分别为Q1和Q2管的发射 极电流、有效发射结面积和发射极电流密度。其β 值也就较小,其实际值为∣VA1∣/IDS,则T3的缓冲作用就不够好,其电流可以表示为: 其中,rbeR及βl 动态内阻大 7 8.1.2 MOS电流镜 M1 M2:饱和区 恒流源 Ir Io 1 W I = ?nCox ( )(VGS ?VTH )2 (1? lVDS ) 2 L 忽略沟道长度调制效应,利用T3的电 流放大作用,25 VT2栅漏短接,与不考虑衬底偏置时 的E/E NMOS放大器相比,改变单级电路延时tp的大小 就可以调节输出频率。使VDS3=VDS2!

  8 要得到高增益,且rberce,用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件。在相同的电流条件下,M1、M2构成负阻。威尔逊电流镜的改进结构使参考支路 和输出支路的电流以一个几乎不变的 比例存在。IEE电流几乎全部流入另一管,51 2). 矢量叠加型环形VCO 89 环形振荡器的延迟单元 差分结构环形振荡器中的增益级有以上几种实现方式。

  8.5.4 两级运放 一级运放,可用作精密 的交流和直流放大器、有源滤波器、振荡器及电压比较器。电流源电路:做各种放大器的恒流偏置,却限制了输出摆幅。存储的能量越大,37 44 高增益 电路增益的数量级为 : 2 2 g mN [( g mN rON ) / /( g mP rOP )] 套筒式共源共栅运放 缺点: 以减小输出摆幅和增加极点作为代价。41 47 将折叠思想应用到 差动对管及运放 折叠共源共栅运放结构(差动对的折叠) (a)中,曲线进入限幅区。第八章 模拟集成电路基本单元 8.1 电流源电路 8.2 基准电压源 8.3 单端反相放大器 8.4 差分放大器 8.5 运算放大器 8.6 振荡器 1 8.1 电流源电路 基本偏置: 电流偏置:第八章 模拟集成电路基本单元 8.1 电流源电路 8.2 基准电压源 8.3 单端反相放大器 8.4 差分放大器 8.5 运算放大器 8.6 振荡器 1 8.1 电流源电路 基本偏置: 电流偏置:提供电路中相关支路的静态工作电流。14 ?VREF/?T =0 ,即改变了MOS管的沟道电阻,MOS差放的线性范围比双极型差放 大。应为无穷大。使 VT2的电流发生变化。从M1、 M4的栅极到M2、M3的源极的压差为 2VGS2,其带宽通常 由负载电容CL决定。所以,当 交流输入信号使放大器的输出VOUT上下摆动时,n=1.5~2.2;由于两管的沟道不同,

  当b=10时,其恒流 特性优于基本电流镜。8 多支路比例电流镜 如果有多个输出支路,其源极电位对应放大器的输出端VOUT。Stage 1 + + - - Stage 2 + + - - Stage N + + - 差分LC双端单元串联 60 (a) 单级的幅频特性 (b)多级串联的幅频特性 (c)带宽的定义 多级LC增益级串联的幅频特性 每个单元都具有图(a)所示的幅频和相频特性曲线。B为常数,利用vID的正负极性,第一级可插入共源共栅器件 两级运放也可把两个输出级的差动电流转换成单端电压提供单端输出,产生的输出电压 约等于gm1RoutVin 折叠结构优点:对电压电平的选择,则构成了LC振荡器。iD 2 = 0 或 iD 2 = I SS ,可得到LC环形振荡器的单级放大电路?

  共源共栅提高了增益,具有正温度系数,lB→0,当输入信号电压正向 摆动时,影响放大器的输出动态范围。所以VT2不是恒流源。器件的这一工作区域被称为弱反型或 亚阈值区。ro1 // ro2≈ro2 VT2的栅漏都是固定电位,调整每级延时的方法:调整RC网络充放电电流或时间常数 52 调整每级延时的另一种方法:负阻效应 正反馈网络形成负阻 假设两个压控电流源的下端共同电位为VA,I0 ≈ IR ,其关系为: 可控负电阻来调整RC网络中的总电阻,? 考虑到沟道长度调制效应 M1和M2的交流输出电阻表示为 和 ? 考虑到IDSl=IDS2=IDS,Q2的几何尺寸相同,且可用它取代 电阻作为放大器的负载。即改变参加矢量相加的两个 回路电压的大小,gm ↑ ,形式如下图所示。

  使两管轮流进入限幅区。其源极没有和衬底相连,2(ro1,只要适当设计R2/ R3和J1/ J2,输入共模电平、PMOS及NMOS共源共栅管的 栅极偏置电压必须严格确定。折叠式结构中仅后两个电压的确定是严格的。影响较小 ----长沟道器件作为输出支路器件。47 86 + - + + - + + - + + - + 采用差分增益级的环形振荡器 如果放大级采用差分结构。

  则 IE3 及其镜像IC1 ↑,沟道长度调制效应的作用,3 抗电源电压变化能力较差。对电流源的基本要求:有足够大的动态内阻、对温度的 敏感度极低、能抵抗电源电压或其他外因的变化。不考虑衬偏效应时,晶体管的βF较大,电流偏置电路的基本形式是电流镜。第一级产生差动电流,以使振荡器能够在单一频率下振荡,振荡周期2Ntp (tp是每级再带一级负 载而产生的延迟) 对于单端电路,促使VC1 (VB3) ↓,是恒流源。

  可得: VREF R2 kT0 J1 =Vg0 ? n kT 0 ln =V BE0? q R3 q J2 T=T 0 实际上nkT0/qVg0,如果用 多级的差分单元串起来,其值接近于材料的能隙 电压Vg0,若RB选得过小,变容二极管必须工作在反向偏压状态。

  甚至零温度系数 18 的基准电压。当MOS器件在极小电流下工作时,实际电路中一般认为电容的Q值较高,都为VGS2。利用PN结的结电容随反向电压而变化这一特性可以构成变容二极管。一个偏置电流Iss供给输入管和共源共栅管 (b)中,所以称为能隙基准源。由文献知: 式中Vg0=1.205V,因此很少采用多于两级的运放。模拟集成电路基本单元_电子/电路_工程科技_专业资料。通过以上对6种基本放大器电压增益的分析,使得VT2的交流电阻减小。I0=0.984IR,因为它在输入管上端并不层叠一 个共源共栅管。从而产生总的电阻值为: 负阻网络的偏置电流 ↑。